Верига за корекция на фактора на мощността (PFC) - Урок

Публикацията подробно описва различните методи за конфигуриране на схема за корекция на фактора на мощността или PFC верига в SMPS проекти и обяснява най-добрите варианти на практика за тези топологии, така че да отговаря на съвременните насоки за ограничаване на PFC.

Проектирането на ефективни схеми за захранване никога не е било лесно, но с течение на времето изследователите са успели да решат повечето от загрижените проблеми и по същия начин съвременните SMPS проекти също се оптимизират с възможно най-добри резултати, благодарение на нововъзникващите регулаторни стандарти, които изиграха важна роля при прилагането на по-строги параметри на качеството на съвременните захранващи блокове.

Насоки за PFC

Съвременните ограничения за качеството на електрозахранването се определят доста агресивно, колективно от усилията на производителите, доставчиците и други заинтересовани ръководни органи.

Сред многото качествени параметри, заложени в съвременните проекти на захранването, корекцията на корекцията на фактора на мощността (PFC), която всъщност е под формата на хармонично анулиране, е обявена като задължително изискване от правилата на IEC 61000-3-2.

Поради това дизайнерите са принудени да се изправят пред по-строги предизвикателства при проектирането на етапи на корекция на фактора на мощността в своите проекти на захранване, за да отговорят на тези строги съвременни закони, а захранванията стават все по-страховити със своите спецификации и обхват на приложение, структурирайки правилните PFC вериги не става по-лесно за много производители на арената.

Представените уроци са специално посветени на всички онези асоциации и професионалисти, които се занимават с производството или проектиране на Flyback SMPS за улесняването им с най-идеалните проекти и изчисления на PFC според техните индивидуални изисквания.

Дискусиите, включени в тези уроци, ще ви помогнат да проектирате PFC вериги дори за значително големи блокове в диапазона до 400 вата, 0,75 ампера.

Читателите също така ще получат възможност да научат за избора на едностепенни изолирани преобразуватели, които също включват светодиодни драйвери. Поетапният урок и инструкции за проектиране заедно със сравнения на системно ниво, многото дизайнери, участващи активно в областта на силовата електроника, ще бъдат осветени използвайте най-оптималния подход за техните специфични нужди от приложение

Корекция на фактора на мощността Цел

Оптимизацията на веригата за корекция на фактора на мощността в съвременните SMPS (захранващ режим на превключване) устройства може да се развие в близкото минало поради появата на редица усъвършенствани съответни интегрални схеми (IC), което направи възможно да се определят различни PFC конструкции със специфични режими на работа и с индивидуална възможност за справяне с предизвикателствата.

С увеличаването на обхвата на SMPS топологиите сложността при проектирането и внедряването на PFC също се влоши в наши дни.

В първия урок ще научим по отношение на експлоатационните детайли на дизайна, който е най-предпочитан от всеки професионалист за корекциите.

По принцип корекцията на фактора на мощността помага за оптимизиране на входния ток в рамките на офлайн захранвания, така че те да могат да увеличат реалната мощност от наличния мрежов вход.

Според нормалното изискване даден електрически уред трябва да се емулира като товар с чисто съпротивление, така че да му позволява нулева консумация на реактивна мощност.

Това условие води до генериране на почти нулеви входни хармонични токове, с други думи то позволява консумираният ток да бъде перфектно във фаза с входното захранващо напрежение, което обикновено е под формата на синусоида.

Това постижение улеснява уреда да консумира „реалната мощност“ от мрежата на най-оптималните и ефективни нива, което от своя страна води до минимизиране на разхищението на електричество и увеличаване на неговата ефективност.

Тази ефективна употреба на електричество не само помага на уреда да се представи по най-ефективния начин, но също така и за комуналните компании и съответното капитално оборудване за процеса.

Горната функция освен това позволява на електропроводите да бъдат без хармоници и произтичащите от това смущения в устройствата в мрежата.

Освен гореспоменатите предимства, включването на PFC в съвременните захранващи блокове е и за спазване на регулаторните изисквания, установени в Европа и Япония с IEC61000-3-2, което трябва да отговаря на всички електрически съоръжения.

Споменатото по-горе условие е регламентирано за повечето електронни уреди, които могат да бъдат с мощност над 75 вата съгласно стандартите за оборудване от клас D или дори по-високи, като се определя най-голямата амплитуда на линейно-честотните хармоници, вариращи до 39-та хармоника.

Отделно от тези стандарти, PFC се използва и за осигуряване на друга ефективност като Energy Star 5.0, жизненоважна за компютрите, и Energy Star 2.0 за системи за захранване и телевизори от 2008 г. насам.

Определение на фактора на мощността

Корекция на PFC или фактор на мощността може да се определи като съотношението между реалната мощност и привидната мощност и да се изрази като:

PF = реална мощност / привидна мощност, където реалната мощност се изразява в
Watts, докато привидната мощност се изразява във VA.

В този израз реалната мощност се определя като средната стойност на моментното произведение на тока и напрежението във фаза или цикъл, докато привидната мощност се счита за RMS стойност на тока, умножена по напрежението.

Това предполага, че когато аналозите на тока и напрежението са синусоидални и са във фаза помежду си, полученият коефициент на мощност е 1,0.

Въпреки това, в състояние, когато токът, параметрите на напрежението са синусоидални, но не във фаза, поражда фактор на мощността, който е косинус на фазовия ъгъл.

Описаните по-горе условия на фактора на мощността се прилагат в случаите, когато и напрежението, и токът са чисти синусоиди, във връзка със ситуация, при която придружаващото натоварване се състои от съпротивителни, индуктивни и капацитивни компоненти, които могат да бъдат нелинейни по своята същност, не се настройва с параметри на входния ток и напрежение.

SMPS топологиите обикновено въвеждат нелинеен импеданс в захранващата линия поради гореописаното обяснение на natre на неговата схема.

Как работи SMPS

SMPS верига основно включва токоизправител на входа, който може да бъде половин вълна или изправител с пълна вълна и допълващ филтриращ кондензатор за задържане на изправеното напрежение през него до пиковото ниво на входящата синусоидална вълна до момента на следващия пик се появява синусоида и повтаря цикъла на зареждане на този кондензатор, което води до необходимото пиково постоянно напрежение в него.

Този процес на зареждане на кондензатора при всеки пиков цикъл на променливотоковото напрежение изисква входът да бъде оборудван с достатъчно ток за задоволяване на консумацията на натоварване на SMPS, между тези пикови интервали.

Цикълът се осъществява чрез бързо изхвърляне на голям ток в кондензатора, който се прилага към товара чрез разреждане, докато настъпи следващият пиков цикъл.

За тази неравномерна схема на зареждане и разреждане се препоръчва импулсният ток от кондензатора да бъде оценен с 15% по-висок от средното изискване на товара.

На горната фигура можем да видим, че въпреки значителното изкривяване напрежението и текущите параметри очевидно са във фаза помежду си.

Ако обаче приложим термина „косинус на фазовия ъгъл“ към горното, ще се получи неправилно заключение относно това, че захранването има коефициент на мощност 1,0

Горната и долната форма на вълната показват количеството на хармоничното съдържание на тока.

Тук е посочено „основното хармонично съдържание“ в сравнение с амплитуда от 100%, докато висшите хармоници са представени като допълнителни проценти на основната амплитуда.

Въпреки това, тъй като реалната мощност се определя само от основния компонент, докато другите допълнителни хармоници представляват само привидната мощност, действителният коефициент на мощност може да бъде доста под 1.0.

Ние наричаме това отклонение с термина фактор на изкривяване, който в основата си е отговорен за появата на коефициент на мощност, различен от единицата, в SMPS единици.

Израз за реална и привидна сила

Общ израз, който се отнася до връзката между реалната и привидната мощност, може да бъде даден, както следва:

Където cosΦ формира коефициента на изместване, излизащ от фазовия ъгъл the между токовите / напрежените форми на вълната и cosΦ означава фактора на изкривяване.

Позовавайки се на диаграмата по-долу, можем да станем свидетели на ситуация, която показва перфектна корекция на фактора на мощността.

Можем да видим, че тук настоящата форма на вълната напълно идеално възпроизвежда формата на вълната на напрежението, тъй като и двете очевидно работят във фаза и са синхронизирани помежду си.

Следователно тук може да се приеме, че хармониците на входния ток са почти нула.

Корекция на фактора на мощността срещу хармонично намаляване

Разглеждайки по-ранните илюстрации, става ясно, че коефициентът на мощност и ниските хармоници работят в синхрон помежду си.

Обикновено се възприема, че ако се очертаят граници за съответните хармоници, това може да помогне за ограничаване на замърсяването на входящия ток в електропроводите чрез премахване на смущаващи токови смущения с другите уреди в близост.

Следователно, докато обработката на входящия ток може да се нарече „корекция на фактора на мощността“, изходната величина на усъвършенстване се смята, че тази обработка се разбира като хармонично съдържание a съгласно международните насоки.

За топологиите на SMPS обикновено това е изместващият елемент, който е приблизително на единица, което поражда следните връзки между фактора на мощността и хармоничното изкривяване.

В израза THD представлява общото хармонично изкривяване като квадратична сума на вредните хармоници над основното съдържание, изразяващо относителното тегло на свързаното хармонично съдържание по отношение на основния аналог. Другото уравнение свързва абсолютната цифра на THD и не в% съотношение, изразяващо, че THD трябва да бъде по същество нула, за да се създаде единство PF.

Видове корекция на фактора на мощността

Характеристиката на входната форма на вълната на горната фигура демонстрира типичен „активен“ тип корекция на фактора на мощността за SMPS устройство, въведено между конфигурация на входния токоизправител и филтриращ кондензатор, и чрез интегрирана схема PFC, контролираща процедурите заедно със свързаната схема гарантиране, че входният ток кохезионно следва формата на вълната на входното напрежение.

Този вид обработка може да се счита за най-разпространения тип PFC, използван в съвременните SMPS схеми, както може да се види на фигурата по-долу.

Като се каза това, в никакъв случай не е задължително да се използват само „активни“ версии, използващи интегрални схеми и полупроводници за предложената PFC, като обикновено се приветства друга форма на дизайн, която може да гарантира разумно количество PFC под зададените разпоредби.

Забелязано е, че всъщност един индуктор, заместващ позицията на „активния“ аналог, е в състояние напълно задоволително да отхвърли хармониците, като контролира пиковете и като разпредели тока равномерно в синхрон с входното напрежение доста ефективно.

Пасивен PFC дизайн

Тази форма на пасивно управление на PFC обаче може да изисква значително обемист индуктор с желязо и следователно може да се използва за приложения, при които компактността не е основното изискване. (страница 12)

Пасивният единичен индуктор може да изглежда бързо решение за PFC, но за приложение с висока мощност размерът може да започне да става неинтересен поради невъзможните големи размери.

В графиката по-долу можем да видим входните характеристики на три числа от 250 вата PCPS варианти, всеки от които представлява текуща форма на вълната при еквивалентен мащабен фактор.

Лесно можем да видим, че резултатът, получен от PFC на базата на пасивен индуктор, е с 33% по-високи пикови токове, отколкото при активния аналог на PFC филтър.

Въпреки че това може да е в състояние да премине стандартите IEC61000-3-2, то определено няма да бъде наравно с неотдавнашното по-строго правило за изискване 0.9PF и ще пропусне нивото на приемане на QC, определено според тези нови стандарти.

Основна блокова диаграма

Поради продължаващата тенденция на електронния пазар, където можем да наблюдаваме нарастване на разходите за мед заедно с нарастването на процеса на магнитните ядра и въвеждането на модерни, много по-евтини полупроводникови материали, няма да бъде изненада, ако забележим активния PFC подход става изключително популярен от пасивния аналог.

И тази тенденция може да се разрасне още по-силно в близко бъдеще, представяйки все по-усъвършенствани и подобрени PFC решения за многото SMPS дизайнери и производители.

Сравнение на хармониците на входната линия със стандартите IEC610003-2

На фигурата по-долу можем да видим следи от три отделни 250 вата PCPS резултата SMPS във връзка с ограниченията IEC6000-3-2. Посоченото ограничение е валидно за всички приспособления от клас D, като компютри, телевизори и техните монитори.

Показаното ограничение на хармоничното съдържание е фиксирано в съответствие с входната мощност на устройствата. За продукти, свързани със светлини, обикновено се спазват такива LED светлини, CFL светлини, ограничения от клас С, които са еднакви на равнището на техните граници на входна мощност.

Други неконвенционални електронни продукти намират своя PFC лимит, зададен пропорционално на входната мощност от минимум 600 вата.

Ако разгледаме пасивната PFC следа, ние откриваме, че тя едва ли е в съответствие с зададената граница на ограничение, просто ситуация на докосване и движение (при хармоник №3)

Анализиране на пасивни PFC характеристики

На следващата фигура можем да видим класически пример за пасивна PFC схема, предназначена за традиционно захранване от компютър. Забележителното тук е връзката на централния кран на PFC индуктора с входното напрежение на входната линия.

Докато са в режим на избор от 220V (превключвателят е отворен), двете две секции на индуктора се прилагат с токоизправителната мрежа, работеща като пълна мостова токоизправителна верига.

Въпреки това в режим 110V (превключвател затваряне), само 50% или половината от бобината се използва през лявата секция на бобината, която се изпълнява, докато изправителната секция сега се трансформира в удвояваща верига на полувълновия токоизправител.

Тъй като 220V изборът е длъжен да генерира около 330V след пълна корекция на вълната, това формира входа на шината за SMPS и има възможност за значително колебание в съответствие с входното напрежение на линията.

Примерна схема

Въпреки че този пасивен PFC дизайн може да изглежда доста опростен и впечатляващ със своите характеристики, той може да покаже няколко забележими недостатъка.

Заедно с обемистия характер на PFC, две други неща, които оказват влияние върху неговата производителност, са първо, включването на механичен превключвател, който прави системата уязвима на възможна човешка грешка при работа с уреда, както и свързаните с това проблеми с износването.

Второ, линейното напрежение, което не е стабилизирано, води до относителна неефективност във фронтовете на ефективност на разходите и точност на преобразуване на постоянноток в постоянен ток, свързана с PFC изхода.

Контролери за режим на критично провеждане (CrM)

Контролерен етап, наречен критичен режим на проводимост, който също се нарича преходен режим или контролер за граничен режим на проводимост (BCM), са конфигурации на вериги, които могат да бъдат намерени ефективно използвани в приложенията на осветителната електроника. Въпреки че са безпроблемни със своята използваемост, тези контролери са относително скъпи.

Следващата диаграма 1-8 показва редовен дизайн на веригата на CrM контролер.

Обикновено CrM контролер PFC ще притежава показания по-горе вид верига, което може да се разбере с помощта на следните точки:

Входът на еталонния умножител на каскад получава подходящо оразмерен сигнал от свързан изход за усилвател на грешка с нискочестотен полюс.

Другият вход на мултипликатора може да бъде видян като референтен със стабилизирано напрежение с постоянен постоянен ток, извлечено от ректифициран AC линеен вход.

По този начин полученият изход от умножителя е произведение на относителния постоянен ток от изхода на усилвателя за грешка и референтния сигнал под формата на синусоидални импулси на променлив ток от входа на променлив ток.

Този изход от мултипликаторния етап може да се види и под формата на импулси на синусоидални вълни на пълна вълна, но подходящо мащабирани пропорционално на прилагания сигнал за грешка (коефициент на усилване) като еталон за входното напрежение.

Амплитудата на сигнала на този източник е подходящо променена, за да се приложи правилно определената средна мощност и да се осигури правилно регулирано изходно напрежение.

Етапът, който е отговорен за обработката на амплитудата на тока, води до протичане на тока в съответствие с изходната форма на вълната от множителя, но може да се очаква амплитудата на тока на сигнала на линейната честота (след изглаждане) да бъде половината от тази на тази референция от мултипликатора .

Тук операциите от схеми за оформяне на ток могат да се разбират по следния начин:

Позовавайки се на диаграмата по-горе, Vref означава сигнал, излизащ от мултипликаторния етап, който допълнително се подава към един от операционните усилватели на компаратор, чийто втори вход е свързан с текущия сигнал на формата на вълната.

При превключвателя на захранването токът през индуктора бавно се увеличава, докато сигналът през шунта достигне нивото на Vref.

Това принуждава компаратора да промени изхода си от On на OFF, като изключи захранването към веригата.

Веднага щом това се случи, напрежението, което постепенно нараства през индуктора, започва бавно да спада към нула и след като докосне нулата, изходът на операционния усилвател се връща и включва отново и цикълът се повтаря.

Тъй като името на горната характеристика означава, схемата за управление на системата никога не позволява на индукторния ток да изстрелва над предварително определената граница през непрекъснати и прекъснати режими на превключване.

Тази подредба помага да се предскаже и изчисли връзката между средното пиково ниво на тока на резултантния изход от opamp. Тъй като реакцията е под формата на триъгълни вълни, средната стойност на формата на вълната означава точно 50% от действителните пикове на триъгълните форми на вълната.

Това предполага, че получената средна стойност на текущия сигнал на вълните на триъгълника ще бъде = Индукционен ток x R смисъл или просто ще сложи половината от предварително зададеното референтно ниво (Vref) на операционния усилвател.

Честотата на регулаторите, използващи горния принцип, ще зависи от напрежението в мрежата и тока на товара. Честотата може да бъде много по-висока при по-високи напрежения на линията и може да варира, тъй като входът на линията варира.

Честотен режим на критично провеждане (FCCrM)

Въпреки популярността си в различни приложения за управление на PFC за индустриално захранване, обясненият по-горе CrM контролер включва някои присъщи недостатъци.

Основният недостатък на този тип активен PFC контрол е неговата честотна нестабилност по отношение на линията и условията на натоварване, което показва увеличаване на честотата с по-леки натоварвания и по-високи напрежения на линията, както и докато всеки път, когато входната синусоида се приближава до нулевите пресичания.

Ако се направи опит за отстраняване на този проблем чрез добавяне на честотна скоба, се получава изход с изкривена форма на тока, което изглежда неизбежно поради факта, че “Ton” остава неприспособена за тази процедура.

Развитието на алтернативна техника обаче помага да се постигне истинска корекция на фактора на мощността дори в прекъснат режим (DCM). Принципът на действие може да бъде изучен на фигура по-долу и с приложените уравнения.

Позовавайки се на диаграмата по-горе, пиковият ток на бобината може да бъде оценен чрез решаване:

Средният ток на бобината по отношение на комутационния цикъл (който допълнително се приема като моментален линеен ток за дадения комутационен цикъл, поради факта, че честотата на превключване обикновено е по-висока от линейната честота, на която се извършват вариациите на линейното напрежение ), се изразява с формулата:

Комбинирането на горната връзка и опростяването на условията дава следното:

Горният израз ясно показва и предполага, че в случай на прилагане на метод, при който алгоритъм се грижи да поддържа ton.tcycle / Tsw на постоянно ниво, това би ни позволило да постигнем синусоидален линеен ток с коефициент на мощност единство дори в прекъснатия начин на действие.

Въпреки че горните съображения разкриват някои очевидни предимства за предложената техника на DCM контролер, изглежда не е идеалният избор поради свързаните с това високи пикови нива на ток, както е показано в следващата таблица:

За да се постигнат идеални условия на PFC, разумен подход би бил прилагането на условие, при което DCM и Crm режимите на работа се обединяват за доене на най-доброто от тези два аналога.

Следователно, когато условията на натоварване не са тежки и CrM работи с висока честота, веригата преминава в DCM режим на работа и в случай, че токът на натоварване е висок, условието на Crm се запазва, така че пиковите токове да не са склонни да преминават нежеланите високи граници.

Този вид оптимизация на двата предложени режима на управление може да бъде най-добре визуализиран на следващата фигура, където ползите от двата режима на управление се обединяват за постигане на най-желаните решения.

Продължава режим на дирижиране

Режимът на непрекъсната проводимост на PFC може да стане доста популярен в SMPS проектите поради тяхната гъвкава функция и обхват на приложение и свързаните с това няколко предимства.

В този режим текущото пиково напрежение се поддържа на по-ниско ниво, което води до минимизирани превключващи загуби в рамките на съответните компоненти, а освен това входящата пулсация се изобразява на минимално ниво с относително постоянна честота, което от своя страна позволява процеса на изглаждане много по-опростен за същото.
Следващите атрибути, свързани с типа CCM на PFC, трябва да бъдат обсъдени малко по-подробно.

Vrms2 контрол

Един от жизненоважните атрибути с най-универсално прилагания дизайн на PFC е референтният сигнал, който трябва да бъде стъпка надолу имитация на коригираното входно излъчване.

Този минимизиран ректифициран еквивалент на входното напрежение накрая се прилага във веригата за оформяне на правилната форма на вълната за изходния ток.

Както беше обсъдено по-горе, за тази операция обикновено се използва стълб на мултипликатор, но както знаем, че етап на мултипликатор на верига може да бъде относително по-малко рентабилен от традиционната мултипликационна система с twn-input.

Класически пример за оформление може да се види на фигура по-долу, което показва непрекъснат PFC подход.

Както може да се види, тук усилвателният преобразувател се задейства с помощта на среден ШИМ в режим на ток, който става отговорен за оразмеряването на индуктивния ток (входния ток за преобразувателя), по отношение на командния токов сигнал, V (i) , което може да се разглежда като намален еквивалент на входното напрежение V (in) до част от VDIV.

Това се осъществява чрез разделяне на сигнала за грешка на напрежението с квадрата на сигнала на входното напрежение (изгладен от кондензатора Cf, за да се създаде опростен мащабиращ фактор по отношение на нивото на входното напрежение).

Въпреки че може да ви е малко неудобно да видите сигнала за грешка, разделен на квадрата на входното напрежение, причината зад тази мярка е да се създаде усилване на веригата (или преходно зависим отговор), който може да не се основава на входното напрежение задействане.

Квадратурата на напрежението в знаменателя неутрализира със стойността на Vsin заедно с трансферната функция на ШИМ управлението (пропорционалността на текущия графичен наклон на индуктора с входното напрежение).

Един недостатък на тази форма на PFC обаче е гъвкавостта на мултипликатора, което принуждава този етап да бъде малко свръхпроектиран, особено секциите за управление на мощността на веригата, така че да поддържа дори най-лошите сценарии за разсейване на мощността.

Контрол на средния текущ режим

На горната фигура можем да видим как референтният сигнал, произведен от множителя V (i), обозначава формата на формата на вълната и диапазона на мащабиране на входния ток на PFC.

Посоченият PWM етап става отговорен за осигуряване на среден входен ток, който да бъде наравно с референтната стойност. Процедурата се изпълнява през среден етап на текущия контролер на режим, както може да се види на фигурата, дадена по-долу.

Контролът на режима на средния ток е основно конфигуриран да регулира средния ток (вход / изход) по отношение на управляващия сигнал Icp, който от своя страна се създава чрез използване на нискочестотен контур за постоянен ток през етап на усилвател на грешка и това не е нищо друго освен еквивалентният ток, съответстващ на сигнала Vi, който е показан на по-ранната фигура към това.

Усилвателят на каскадния ток функционира като токов интегратор, както и като усилвател на грешки, за да регулира формата на формата на вълната, докато Icp сигналът, който се генерира през Rcp, става отговорен за изпълнението на управлението на постояннотоковото напрежение.

За да се осигури линейна реакция от текущия усилвател, се изисква входът му да бъде подобен, което означава, че потенциалната разлика, генерирана през R (шънт), трябва да бъде подобна на напрежението, генерирано около Rcp, тъй като не можем да имаме постоянен ток през неинвертиращ резисторен вход на токовия усилвател.

Изходът, генериран от усилвателя на тока, трябва да бъде сигнал за грешка „ниска честота“ в зависимост от средния ток на шунта, както и сигнала от Isp.

Сега осцилаторът генерира пилообразен сигнал, който се използва за сравняване на горния сигнал с него, точно както се прави с дизайна на управление на напрежението.

Това води до създаване на ШИМ, определени чрез сравняване на гореспоменатите два сигнала.

Разширени PFC решения

Различните методи за управление на PFC, както са обсъдени по-горе (CrM, CCM, DCM) и техните варианти предоставят на дизайнерите разнообразни опции за конфигуриране на PFC вериги.

Въпреки тези опции обаче, последователното търсене на по-добри и по-усъвършенствани модули по отношение на ефективността направи възможно по-сложните дизайни да бъдат диагностицирани за тези приложения.

Ще обсъдим повече за това, тъй като тази статия се актуализира с най-новите по темата.