Постът обяснява как да се направи схема за преобразувател на усилвател DC с постоянен ток с висока мощност, която ще увеличи 12 V DC до всяко по-високо ниво до максимум 30 V и при скорост от 3 ампера. Този висок токов изход може да бъде допълнително подобрен чрез подходящо надграждане на спецификациите на индукторния проводник.

Друга чудесна характеристика на този преобразувател е, че изходът може да се променя линейно чрез потенциометър, от минималния възможен диапазон до максималния диапазон.

Въведение

DC-DC преобразуватели, предназначени за засилване на напрежението на акумулатора на автомобила често се конфигурират около тип захранване с превключен режим (SMPSU) или силов мултивибратор, задвижващ трансформатор.

“дължина на вълната на видимата светлина в ангстреми ”

Обясненият в тази статия преобразувател на мощност използва устройството TL 497A интегрална схема от Texas Instruments . Тази конкретна интегрална схема улеснява отличното регулиране на напрежението с минимален изходен шум, което се постига доста удобно и също така осигурява висока производителност на преобразуване.

Как работи веригата

Конверторът, описан тук, използва a обратна топология . Теорията на обратното връщане изглежда най-подходящата и функционална техника за получаване на непосредствено изходно напрежение, произхождащо от по-ниско директно входно напрежение.

Основният превключващ компонент в преобразувателя всъщност е силов SIPMOS транзистор T1 (вж. Фиг. 1). По време на периода на провеждане токът, преминаващ през L1, се увеличава експоненциално с времето.

По време на включване на превключващия цикъл индукторът съхранява индуцираната магнитна енергия.

3 ампера 12 V до 30 V верига на променлив преобразувател

Веднага след като транзисторът се изключи, индукторът връща запазената магнитна енергия, превръщайки я в електрически ток през свързания товар чрез D1.

По време на тази процедура е от решаващо значение да се гарантира, че транзисторът продължава да бъде изключен за периода, докато магнитното поле на индуктора намалява до нула.

В случай че това състояние не успее да се изпълни, токът през индуктора се издига до нивото на насищане. Ефект от лавина в последствие води до тока, който се увеличава доста бързо.

Времето за включване на относителния транзисторен контролен спусък или коефициентът на запълване не трябва да се доближава до нивото на единство. Максимално допустимият коефициент на зачитане зависи от различни други аспекти около изходното напрежение.

Това е така, защото той решава скоростта на затихване на силата на магнитното поле. Най-високата изходна мощност, която може да бъде постигната от преобразувателя, се определя от най-високия допустим пиков ток, обработен от индуктора, и честотата на превключване на задвижващия сигнал.

Ограничаващите елементи тук са предимно моментът на насищане и максималните допустими стойности на индуктора за загубите на мед, както и пиковият ток през превключващия транзистор (не забравяйте, че при изхода по време на всяко превключване на изхода идва пик на специфично ниво на електрическа енергия пулс).

Използване на IC TL497A за ШИМ

Работата на този IC е доста нетрадиционна, което може да се разбере от кратко обяснение по-долу. За разлика от конвенционалните интегрални схеми за SMPSU контролер с фиксирана честота, TL497A е сертифициран като устройство с регулируема честота с фиксирано време.

Следователно коефициентът на мито се контролира чрез регулиране на честотата, за да се осигури постоянно изходно напрежение.

Този подход въвежда в действителност доста ясна схема, но въпреки това осигурява недостатъка на честотата на превключване, достигаща до по-нисък диапазон, който може да бъде чут за човешкото ухо за товари, работещи с по-нисък ток.

В действителност честотата на превключване става под 1 Hz, след като натоварването бъде премахнато от преобразувателя. Бавното щракване се чува поради импулсите на заряда, свързани към изходните кондензатори, за да задържат фиксирано изходно напрежение.

Когато няма прикачен товар, изходните кондензатори обикновено се разрязват постепенно през резистора, чувствителен на напрежение.

Времето за включване на вътрешния генератор на IC TL497A е постоянно и се решава от C1. Осцилаторът може да бъде деактивиран по три метода:

1-во, когато напрежението на щифт 1 се увеличи над референтното напрежение (1,2 V)
2-ро, когато токът на индуктора надвишава определена най-висока стойност
И 3-то, посредством входа за инхибиране (макар и да не се използва в тази схема).

Докато е в стандартен работен процес, вътрешният генератор позволява превключването на Т1 по такъв начин, че индуктивният ток да се увеличава линейно.

Когато T1 е изключен, магнитната енергия, натрупана вътре в индуктора, се изтласква обратно през кондензатора, който се зарежда чрез тази обратно едр енергия.

Изходното напрежение, заедно с напрежението на щифт 1 на IC TL497A, леко се покачва, което кара осцилатора да се деактивира. Това продължава, докато изходното напрежение падне до някакво значително по-ниско ниво. Тази техника се изпълнява циклично, що се отнася до теоретичните предположения.

Въпреки това, при подреждане, използващо действителни компоненти, нарастването на напрежението, предизвикано от зареждането на кондензаторите в един интервал на осцилатор, всъщност е толкова малко, че осцилаторът остава активиран, докато токът на индуктора достигне най-високата стойност, определена от компонентите R2 и R3 (спадът на напрежението около R1 и R3 обикновено е 0,7 V в този момент).

Постепенното увеличаване на тока, както е показано на фиг. 2b, се дължи на коефициента на задействане на сигнала на осцилатора, който се оказва по-висок от 0,5.

Веднага щом достигне достигнатия оптимален ток, осцилаторът се деактивира, позволявайки на индуктора да предава енергията си през кондензаторите.

В тази конкретна ситуация изходното напрежение се повишава до величина, която е точно висока, за да се гарантира, че осцилаторът е изключен с помощта на IC щифт 1. Изходното напрежение сега бързо пада, така че нов цикъл на зареждане може да започне и да се повтори процедурата.

За съжаление обаче обсъдените по-горе процедури за превключване ще бъдат комбинирани със сравнително големи загуби.

В реалния живот този проблем може да бъде отстранен чрез настройване на времето за включване (чрез C1) достатъчно високо, за да се гарантира, че токът през индуктора никога не се простира до най-високото ниво в един интервал на осцилатор (вж. Фиг. 3).

Лекарството в такива случаи може да бъде вграждането на индуктор с въздушен сърцевина, който има сравнително минимална самоиндукция.

Характеристики на вълновата форма

Графиките за синхронизация на фиг. 3 демонстрират сигнални форми на сигнала за ключовите фактори от веригата. Основният осцилатор в TL497A работи с намалена честота (под I Hz, когато няма натоварване при изхода на преобразувателя te).

Моментното време по време на включване, посочено като правоъгълен импулс на фиг. 3а, зависи от стойността на кондензатора С1. Времето за изключване се определя от тока на товара. По време на превключването на времето транзисторът Т1 се включва, причинявайки увеличаване на тока на индуктора (фиг. 3b).

По време на периода на изключване на ключа след текущия импулс, индукторът работи като източник на ток.

TL497A анализира атенюираното изходно напрежение на щифт 1 с неговото вътрешно референтно напрежение 1,2 V. В случай, че оцененото напрежение е по-ниско от референтното напрежение, T1 е пристрастен по-трудно, така че индукторът да съхранява адекватно енергията.

Този повтарящ се цикъл на зареждане и разреждане задейства определено ниво на пулсационно напрежение в изходните кондензатори (фиг. 3в). Опцията за обратна връзка позволява регулиране на честотата на осцилатора, за да се осигури възможно най-добрата компенсация на дефицитите на напрежение, причинени от тока на товара.

Диаграмата на импулсите на времето на фиг. 3d разкрива значително движение на източващото напрежение поради относително високия Q (качествен) фактор на индуктора.

Въпреки че разсеяните пулсации на колебанията обикновено не оказват влияние върху нормалното функциониране на този преобразувател на постоянен ток в постоянен ток, те могат да бъдат потиснати с помощта на паралелен резистор от 1 k през индуктора.

Практически съображения

Обикновено се разработва SMPS схема за постигане на максимален изходен ток вместо изходен ток в покой.

Високата ефективност, заедно със стабилното изходно напрежение, заедно с минималното пулсации, допълнително се превръщат в ключови цели на дизайна. Като цяло характеристиките за регулиране на натоварването на SMPS, базиран на обратна връзка, почти не дават основание за притеснения.

По време на всеки цикъл на превключване съотношението включване / изключване или работният цикъл се променят спрямо тока на натоварване, за да може изходното напрежение да продължи да бъде относително стабилно въпреки значителните колебания на тока на натоварване.

Сценарият изглежда малко по-различен по отношение на общата ефективност. Повишаващият преобразувател, базиран на топологията на обратния ход, обикновено произвежда доста значителни токови пикове, които могат да предизвикат значителна загуба на енергия (не забравяйте, че мощността се увеличава експоненциално с увеличаване на тока).

В реалния живот обаче препоръчителната верига на DC към DC преобразувател с висока мощност осигурява обща ефективност, по-добра от 70% с оптимален изходен ток, и това изглежда доста впечатляващо по отношение на простотата на оформлението.

Това, следователно, изисква от него да се включи в насищане, което води до разумно удължено време за изключване. Естествено, колкото повече време изисква транзисторът да отсече индуктивния ток, толкова по-малка ще бъде цялостната ефективност на дизайна.

По доста нетрадиционен начин, MOSFET BUZ10 се превключва през щифта 11 на изходния тест на осцилатора, вместо вътрешния изходен транзистор.

Диодът D1 е още един ключов компонент във веригата. Необходимостта на този уред е потенциалът да издържи високи токови пикове и бавен спад напред. Типът B5V79 отговаря на всички тези изисквания и не трябва да бъде заместван с друг вариант.

Връщайки се към основната електрическа схема на фиг. 1, трябва внимателно да се отбележи, че максимумите на тока от 15-20 А обикновено не са необичайни във веригата. За да се избегнат проблеми, възникващи при батерии със сравнително по-високо вътрешно съпротивление, кондензаторът С4 е въведен като буфер на входа на преобразувателя.

Като се има предвид, че изходните кондензатори се зареждат от преобразувателя чрез бързи импулси като токови пикове, няколко кондензатора са свързани паралелно, за да се гарантира, че капацитетът на пропускане остава възможно най-малък.

Преобразувателят на постоянен ток в постоянен ток всъщност не предлага защита срещу късо съединение. Късо съединение на изходните клеми ще бъде точно като късо съединение на батерията през D1 и L1. Самоиндуктивността на L1 може да не е достатъчно висока, за да ограничи тока за периода, необходим, за да може предпазителят да изгори.

Конструктивни детайли на индуктора

L1 се създава чрез навиване на 33 и половина завъртания от емайлирана медна тел. Фигура 5 показва пропорциите. По-голямата част от компаниите осигуряват емайлирана медна тел върху ABS ролка, която обикновено работи като първата за изграждане на индуктора.

Пробийте няколко отвора от 2 мм в долния ръб, за да плъзнете проводниците на индуктора. Един от отворите ще бъде близо до цилиндъра, а другият по външната обиколка на първия.

Може да не е полезно да се обмисли дебел проводник за конструиране на индуктора поради феномена на кожния ефект, който причинява изместването на носителите на заряд по външната повърхност на жицата или кожата на жицата. Това трябва да се оцени по отношение на големината на честотите, използвани в преобразувателя.

За да се гарантира минимално съпротивление в рамките на необходимата индуктивност, препоръчва се да се работи с няколко проводника с диаметър 1 mm или дори 3 или 4 проводника с диаметър 0,8 mm в куп.

Около три проводника от 0,8 минути ще ни позволят да получим общ размер, който може да бъде приблизително идентичен с два проводника с 1 mm, но все пак осигурява ефективната 20% по-висока повърхност.

Индукторът е плътно навит и може да бъде запечатан с помощта на подходяща смола или епоксидно съединение, за да се контролира или потисне изтичането на звуков шум (не забравяйте, че честотата на работа е в рамките на звуковия диапазон).

Изграждане и подравняване

Печатната платка или дизайнът на печатни платки, предназначени за предложената схема за преобразувател на постоянен ток с висока мощност, са представени по-долу.

Няколко конструктивни фактора трябва да имат някои съображения. Резисторите R2 и R3 може да станат доста горещи и следователно трябва да бъдат инсталирани на няколко мм, издигнати над повърхността на печатната платка.

Максималният ток, движещ се с помощта на тези резистори, може да достигне до 15 А.

Power-FET също ще стане значително горещ и ще изисква разумен размер радиатор и стандартен комплект за изолиране на слюда.

Диодът може да работи, без да се охлажда, макар че в идеалния случай може да бъде затегнат върху общ радиатор, използван за захранващия БНТ (не забравяйте да изолирате устройствата електрически). Докато работи нормално, индукторът може да покаже справедливо количество нагряване.

На входа и изхода на този преобразувател трябва да се включат тежки съединители и кабели. Батерията е защитена с предпазител със забавено действие 16 A, вграден в захранващата линия.

Пазете се от факта, че предпазителят няма да осигури някаква форма на защита на преобразувателя по време на изходни къси съединения! Веригата е доста лесна за настройка и може да се направи по следния начин:

Регулирайте R1, за да постигнете предвиденото изходно напрежение, което може да варира между 20 и 30 V. Изходното напрежение може да бъде намалено под това, въпреки че не трябва да бъде по-малко от входното напрежение.

Това може да се направи чрез поставяне на по-малък резистор вместо R4. Най-високият изходен ток може да се очаква да бъде приблизително 3 А.