Вътрешни филтърни вериги с подробности за дизайна

Вътрешни филтърни вериги с подробности за дизайна

В тази статия ще преминем през подробна дискусия относно това как да проектираме филтри с прорези с прецизна централна честота и за максимално въздействие.



Къде се използва Notch филтър

Вътрешните филтърни вериги обикновено се използват за потискане, обезсилване или отмяна на определен диапазон от честоти, за да се избегнат досадни или нежелани смущения в конфигурацията на веригата.

По-конкретно става полезно в чувствително аудио оборудване като усилватели, радиоприемници, при които единична или избран брой нежелани смущаващи честоти трябва да бъдат премахнати чрез прости средства.





През ранните десетилетия активно са използвани активни прорези филтри за усилватели и аудио приложения за елиминиране на смущения от 50- и 60-Hz бръмчене. Тези мрежи са макар и доста неудобни от гледна точка на настройка, баланс и последователност на централната честота (f0).

С въвеждането на съвременните високоскоростни усилватели стана наложително да се създадат съвместими високоскоростни прорези филтри, които могат да бъдат приложени за обработка на високоскоростна честотна филтрация с ефективна скорост.



Тук ще се опитаме да проучим възможностите и свързаните с тях сложности, свързани с направата на висококачествени филтри.

Важни характеристики

Преди да се задълбочим в темата, нека първо обобщим важните характеристики, които могат да бъдат стриктно необходими при проектирането на предложените високоскоростни филтри с прорези.

1) Стръмността на нулевата дълбочина, посочена в симулацията на фигура 1, може да не е практически осъществима, най-ефективните постижими резултати могат да бъдат не над 40 или 50 dB.

най-ефективната нулева дълбочина не може да бъде над 40 или 50dB

2) Следователно трябва да се разбере, че по-значимият фактор, който трябва да се подобри, е централната честота и Q, и дизайнерът трябва да се съсредоточи върху това, вместо върху дълбочината на прореза. Основната цел, докато се прави дизайн на филтър с прорези, трябва да бъде нивото на отхвърляне на нежеланата смущаваща честота, което трябва да е оптимално.

3) Горният проблем може да бъде решен оптимално, като се предпочитат най-добрите стойности за компонентите R и C, които могат да бъдат приложени чрез правилно използване на RC калкулатора, показан в справка 1, който може да се използва за подходящо идентифициране на R0 и C0 за специално приложение за проектиране на филтър за прорези.

Следните данни ще изследват и ще помогнат да се разбере проектирането на някои интересуващи се топологии на филтъра с прорези:

Twin-T Notch филтър

Конфигурацията на филтъра Twin-T, показана на фигура3, изглежда доста интересна поради доброто си представяне и участието на само един усилвател в дизайна.

Схематично

двойна Т-образна филтърна верига

Въпреки че посочената по-горе верига на филтъра е доста ефективна, тя може да има някои недостатъци поради изключителната простота, която носи, както е дадено по-долу:

Дизайнът използва 6 прецизни компонента за неговата настройка, като няколко от тях за постигане на съотношения на останалите. Ако това усложнение изисква да се избегне, веригата може да изисква включването на 8 допълнителни прецизни компонента, като R0 / 2 = 2nos от R0 успоредно и 2 в C0 = 2 носа на C0 успоредно.

Топологията Twin-T не работи лесно с единични захранвания и не отговаря на пълноценните диференциални усилватели.

Обхватът на стойностите на резисторите продължава да се увеличава поради RQ<< R0 necessity which in turn may influence on the level of depth of the desired center frequency.

Въпреки това, дори и при горепосочените неприятности, ако потребителят успее да оптимизира дизайна с висококачествени прецизни компоненти, може да се очаква и внедри разумно ефективна филтрация за даденото приложение.

Fly Notch филтър

Фигура 4 показва дизайна на филтъра Fliege Notch, който идентифицира няколко отделни предимства в сравнение с двойника Twin-T, както е описано по-долу:

Fly Notch филтър

1) Той включва само няколко прецизни компонента под формата на Rs и Cs, за да се извърши точна настройка на централната честота.

2) Един забележим аспект на този дизайн е, че той позволява леки неточности в компонентите и настройките, без да се засяга дълбочината на точката на прореза, въпреки че централната честота може да се промени малко по съответния начин.

3) Ще намерите няколко резистора, отговорни за определянето на централната честота дискретно, чиито стойности може да не са изключително критични

4) Конфигурацията позволява настройването на централната честота с разумно тесен обхват, без да влияе на дълбочината на прореза до значително ниво.

Обаче негативното в тази тология е използването на два операционни усилвателя и въпреки това все още не става използваем с диференциални усилватели.

Резултати от симулациите

Симулациите първоначално бяха извършени с най-подходящите версии на opamp. Истинските версии на opamp бяха използвани скоро след това, което доведе до резултати, сравними с тези, открити в лабораторията.

Таблица 1 показва стойностите на компонентите, които бяха използвани за схемата на Фигура 4. Изглеждаше, че няма смисъл да се правят симулации на или над 10 MHz, главно защото лабораторните тестове по същество бяха проведени като стартиране и 1 MHz беше водещата честота, където е трябвало да бъде приложен филтър с прорези.

Дума по отношение на кондензаторите : Въпреки факта, че капацитетът е просто „число“ за симулации, реалните кондензатори са проектирани от уникални диелектрични елементи.

За 10 kHz, разтягането на стойността на резистора задължи кондензатора до стойност 10 nF. Въпреки че това прави трика правилно в демонстрацията, той призова за корекция от NPO диелектрик към диелектрик X7R в лабораторията, което доведе до пълното спадане на филтъра със своята функция.

Спецификациите на приложените 10-nF кондензатори бяха в непосредствена близост по стойност, в резултат спадът в дълбочината на прореза се дължи главно поради лошия диелектрик. Веригата беше принудена да се върне към отношението за Q = 10 и беше използван 3-MΩ за R0.

За реални вериги е препоръчително да се спазват NPO кондензатори. Стойностите на изискванията в таблица 1 се считат за добър избор, както при симулации, така и при разработване на лаборатории.

В началото симулациите се извършват без потенциометъра 1-kΩ (двата фиксирани резистора 1-kΩ са свързани специално в синхрон и към неинвертиращия вход на долния opamp).

Демо изходите са представени на Фигура 5. На Фигура 5 ще намерите 9 резултата, но може да откриете, че формите на вълната на Q стойност се припокриват с тези на другите честоти.

вълновите форми на Q стойност се припокриват с тези на другите честоти

Изчисляване на централната честота

Централната честота при всякакви обстоятелства е умерено над структурна цел от 10 kHz, 100 kHz или 1 MHz. Това може да бъде толкова близо, колкото разработчикът може да придобие с приетия резистор E96 и кондензатор E12.

Помислете за ситуацията, като използвате 100 kHz прорез:

f = 1 / 2πR0C0 = 1 / 2π x 1.58k x 1nF = 100.731 kHz

КАКТО се вижда, резултатът изглежда леко на марката, това може да бъде допълнително рационализирано и направено по-близо до необходимата стойност, ако кондензаторът 1nF е модифициран със стандартен кондензатор със стойност E24, както е показано по-долу:

f = 1 / 2π
x 4.42k x 360 pF = 100.022 kHz, изглежда много по-добре

Използването на кондензатори с версия E24 може да доведе до значително по-точни централни честоти през повечето време, но по някакъв начин получаването на количествата от серията E24 може да бъде скъпи (и ненужни) режийни разходи в много лаборатории.

Въпреки че би могло да бъде удобно да се оценят стойностите на кондензатора E24 в хипотеза, в реалния свят повечето от тях едва ли някога се прилагат, както и удължени времена на работа с тях. Ще откриете по-малко сложни предпочитания за закупуване на стойности на кондензатор E24.

Внимателната оценка на фигура 5 определя, че прорезът пропуска централната честота с умерена сума. При по-ниски Q стойности можете да намерите все още значително отмяна на посочената честота на прореза.

В случай, че отхвърлянето не е задоволително, може да искате да промените филтъра с прорези.

Отново, обмисляйки сценария от 100 kHz, наблюдаваме, че реакцията около 100 kHz е удължена на Фигура 6.

настройка на централната честота на прореза

Събирането на вълнови форми отляво и отдясно на централната честота (100,731 kHz) съответства на филтърни реакции, след като потенциометърът 1-kΩ бъде позициониран и променен на стъпки от 1%.

Всеки път, когато потенциометърът е настроен наполовина, филтърът с прорези отхвърля честотите с точната честота на сърцевината.

Степента на симулирания прорез всъщност е от порядъка на 95 dB, но това просто не би трябвало да се материализира във физическия обект.

1% пренастройка на потенциометъра поставя прорез, който обикновено надвишава 40 dB, направо върху предпочитаната честота.

Още веднъж, това наистина може да е най-добрият сценарий, когато се прави с идеални компоненти, въпреки това лабораторните данни показват по-точни при по-ниски честоти (10 и 100 kHz).

Фигура 6 определя, че трябва да постигнете много по-близо до точната честота с R0 и C0 в самото начало. Тъй като потенциометърът може да бъде в състояние да коригира честотите в обширен спектър, дълбочината на прореза може да се влоши.

В умерен диапазон (± 1%) може да се постигне отхвърляне на лошата честота 100: 1, въпреки това в увеличен обхват (± 10%), възможно е само отхвърляне 10: 1.

Лабораторни резултати

Вградена е платка за оценка THS4032, за да се събере веригата на Фигура 4.

Това всъщност е структура с общо предназначение, използваща само 3 джъмпера заедно с трасето, за да финализира веригата.

Приложени са количествата компоненти в таблица 1, започвайки с тези, които вероятно биха произвели честота от 1 MHz.

Мотивът беше да се ловят разпоредби за честотна лента / скорост на обхват на 1 MHz и да се проверяват на по-достъпни или по-високи честоти, ако е необходимо.

Резултати на 1 MHz

Фигура 7 означава, че можете да получите редица специфични честотни ленти и / или реакции на скоростта на убиване при 1 MHz. Реакционната форма на вълната при Q от 100 показва само вълничка, в която може да присъства прорезът.

При Q от 10 има само 10-dB прорез и 30-dB прорез при Q от 1.

Изглежда, че вътрешните филтри не са в състояние да постигнат толкова висока честота, колкото вероятно бихме очаквали, въпреки това THS4032 е просто 100-MHz устройство.

Естествено е да се предвиди превъзходна функционалност от компоненти с подобрена честотна лента с единично усилване. Стабилността на печалбата от единство е критична поради причината, че топологията на Fliege носи фиксирана печалба на единството.

Когато създателят се надява да приблизително определи коя честотна лента е от съществено значение за даден прорез с определена честота, правилното място за това е комбинацията печалба / честотна лента, представена в листа с данни, която трябва да бъде сто пъти по-голяма от централната честота на прореза.

Допълнителна честотна лента може да се очаква при увеличени Q стойности. Можете да намерите степен на отклонение на честотата на центъра на прореза, тъй като Q се променя.

Това е точно същото като честотния преход, забелязан за лентовите филтри.

Честотният преход е по-нисък за прорези филтри, приложени да работят при 100 kHz и 10 kHz, както е посочено на фигура 8 и в крайна сметка на фигура 10.

прорези филтри, приложени за работа при 100 kHz и 10 kHz

Данни на 100 kHz

Впоследствие частичните количества от Таблица 1 бяха свикнали да създават 100-kHz прорези филтри с различни Qs.

Данните са представени на фигура 8. Изглежда веднага кристално ясно, че работещите прорези филтри обикновено са разработени с централна честота 100 kHz, въпреки факта, че дълбочината на прореза е значително по-малка при по-големи стойности на Q.

Имайте предвид обаче, че изброената тук цел за конфигурация е 100 kHz, а не 97 kHz.

Предпочитаните стойности на частите бяха същите като при симулацията, поради което централната честота на прореза трябва да бъде технически на 100,731 kHz, въпреки това въздействието се определя от компонентите, включени в лабораторния дизайн.

Средната стойност на асортимента от 1000 pF кондензатори е 1030 pF, а на асортимента на резисторите 1,58 kΩ е 1,583 kΩ.

Всеки път, когато централната честота е разработена с помощта на тези стойности, тя достига до 97,14 kHz. Конкретните части, въпреки това, трудно биха могли да бъдат определени (дъската беше изключително чувствителна).

При условие, че кондензаторите са еквивалентни, може да е лесно да се получат по-високи чрез някои конвенционални стойности на резистори E96, за да се постигнат по-строги резултати до 100 kHz.

Излишно е да казвам, че това може да не е алтернатива в производството на големи обеми, където 10% кондензатори евентуално биха могли да произхождат от почти всяка опаковка и вероятно от различни производители.

Изборът на централните честоти ще бъде в съответствие с допустимите отклонения на R0 и C0, което е лоша новина в случай, че се наложи висок Q стълб.

Има 3 метода за справяне с това:

Купете резистори и кондензатори с по-висока точност

минимизиране на Q спецификацията и уреждане на по-малкото отхвърляне на нежеланата честота или

фина настройка на веригата (която беше обмислена впоследствие).

В момента веригата изглежда е персонализирана, за да получи Q от 10 и 1-kΩ потенциометър, интегриран за настройка на централната честота (както е показано на Фигура 4).

В реалното оформление предпочитаната стойност на потенциометъра трябва да бъде малко повече от необходимия обхват, за да покрие максимално пълния обхват на централните честоти дори при най-лошия случай на допустими отклонения R0 и C0.

Към този момент това не беше постигнато, защото това беше пример за анализ на потенциалите и 1 kΩ беше най-конкурентното качество на потенциометъра, достъпно в лабораторията.

Когато веригата беше настроена и настроена за централна честота от 100 kHz, както е посочено на фигура 9, нивото на прореза се влоши от 32 dB на 14 dB.

Имайте предвид, че тази дълбочина на прореза може да бъде значително увеличена чрез осигуряване на предварителния f0 по-плътно до най-подходящата стойност.

Потенциометърът е предназначен да бъде променен върху изключително скромна зона на централните честоти.

Отхвърлянето на нежелана честота 5: 1 обаче заслужава доверие и би могло да бъде адекватно за много използване. Далеч по-важните програми несъмнено могат да изискват части с по-висока точност.

Ограниченията на честотната лента на усилвателя, които имат способността допълнително да влошат настроената величина на прореза, също могат да бъдат отговорни за спирането на степента на прореза да стане толкова малка, колкото е възможно. Имайки това предвид, веригата отново беше настроена за централна честота от 10 kHz.

Резултати при 10 kHz

Фигура 10 определя, че долината на прореза за Q от 10 се е увеличила до 32 dB, което би могло да бъде с това, което можете да очаквате от централната честота на 4% от симулацията (Фигура 6).

степента на долината за Q от 10 се е увеличила до 32 dB

Операционният усилвател без съмнение намалява дълбочината на прореза при централна честота от 100 kHz! 32-dB прорез е отмяна на 40: 1, което може да бъде разумно прилично.

Следователно, въпреки частите, които създадоха предварителна грешка от 4%, беше лесно да се получи 32-dB прорез на най-търсената централна честота.

Неприятната новина е фактът, че за да се избегнат ограниченията на честотната лента на opamp, най-високата възможна честота, която може да се мисли със 100-MHz opamp е приблизително 10 и 100 kHz.

Що се отнася до прорезите на филтрите, „високоскоростният“ съответно се счита за истински с около стотици килогерца.

Превъзходно практическо приложение за 10-kHz notch филтри са AM (средно-вълнови) приемници, в които носителят от съседни станции генерира силен 10 kHz писък в аудиото, особено през нощта. Това със сигурност би могло да ви реже нервите, докато настройката е непрекъсната.

Фигура 11 показва избрания аудио спектър на станция, без да се използва и използва 10-kHz прорез. Забележете, че шумът от 10 kHz е най-шумната част от заснетия звук (Фигура 11а), въпреки че човешкото ухо е значително по-малко податливо на него.

аудио спектър на станция без използване и използване на 10-kHz прореза

Този аудио диапазон беше заснет през нощта на близка станция, която получи няколко мощни станции от двете страни. Условията на FCC позволяват определено отклонение на станционните превозвачи.

Поради тази причина скромните клопки в носещата честота на двете съседни станции вероятно ще направят шумовете от 10 kHz хетеродинни, увеличавайки досадното изживяване при слушане.

Винаги, когато е реализиран филтърът с прорези (Фигура 11b), 10-kHz тонът е сведен до минимум до съответстващото ниво като това на съседната модулация. Освен това в аудио спектъра могат да се наблюдават 20 kHz носители от станции на 2 канала и 16 kHz тон от трансатлантическа станция.

Обикновено те не са голяма загриженост, тъй като те значително се отслабват от приемника IF. Честота от около 20 kHz може да бъде нечуваема за преобладаващото мнозинство от хората и в двата случая.

Препратки:

http://www.ti.com/lit/an/snoa680/snoa680.pdf
http://www.ti.com/lit/an/sbfa012/sbfa012.pdf
http://www.ti.com/lit/an/slyt235/slyt235.pdf
https://en.wikipedia.org/wiki/Band-stop_filter


Предишен: Какво е вътрешното съпротивление на батерията Напред: Верига за проверка на състоянието на батерията за тестване на състоянието на батерията и архивиране