SMPS верига за стабилизатор на напрежение

Статията обяснява верига за стабилизатор на напрежение в стабилен мрежов стабилизатор на напрежение без релета, използваща преобразувател на усилване на феритна сърцевина и няколко схеми на полумост на MOSFET драйвер. Идеята е поискана от г-н McAnthony Bernard.

Технически спецификации

От късно започнах да гледам стабилизатори на напрежение, използвани в домакинството за регулиране на захранването , повишаване на напрежението, когато полезността е ниска и отстъпване, когато полезността е висока.

Той е изграден около мрежов трансформатор (желязна сърцевина), навит в стил авто трансформатор с много кранове от 180v, 200v, 220v, 240v 260v и др.

управляващата верига с помощта на релета избира десния кран за изход. Предполагам, че сте запознати с това устройство.

Започнах да мисля да внедрявам функцията на това устройство с SMPS. Което ще има предимството да издава постоянна 220vac и стабилна честота от 50Hz без използване на релета.

В тази поща прикачих блок-схемата на концепцията.

Моля, кажете ми какво мислите, ако има някакъв смисъл да се движите по този маршрут.

Дали наистина ще работи и ще служи на същата цел? .

Също така ще се нуждая от вашата помощ в секцията за преобразуватели на DC към DC с високо напрежение.

за разбирането
Макантъни Бърнард

Дизайнът

Предложената верига на стабилизатора на мрежово стабилизатор на напрежение от феритна сърцевина без релета може да бъде разбрана чрез позоваване на следващата схема и последващото обяснение.

RVCC = 1K.1 вата, CVCC = 0.1uF / 400V, CBOOT = 1uF / 400V

Фигурата по-горе показва действителната конфигурация за внедряване на стабилизиран изход 220V или 120V, независимо от колебанията на входа или претоварването, като се използват няколко неизолирани етапа на процесора за усилващ преобразувател.

Тук две интегрални схеми на MOSFET с половин мост стават решаващите елементи на целия дизайн. Включените интегрални схеми са универсалните IRS2153, които са проектирани специално за управление на MOSFET-и в режим на полумост, без да са необходими сложни външни схеми.

Можем да видим включени два идентични етапа на половин мостов драйвер, където левият драйвер се използва като етап на усилващия драйвер, докато дясната страна е конфигурирана за обработка на усилващото напрежение в изход 50Hz или 60Hz синусоида във връзка с външен контрол на напрежението верига.

Интегралните схеми са вътрешно програмирани да произвеждат фиксиран 50% работен цикъл през изходните изводи чрез топология на тотемния полюс. Тези изводи са свързани с мощните MOSFET-и за изпълнение на предвидените преобразувания. Интегралните схеми също са снабдени с вътрешен генератор за активиране на необходимата честота на изхода, скоростта на честотата се определя от външно свързана Rt / Ct мрежа.

Използване на функцията за изключване

IC също разполага с изключено съоръжение, което може да се използва за спиране на изхода в случай на претоварване, пренапрежение или внезапна катастрофална ситуация.

За повече информация на th е полумостови драйвери, можете да се обърнете към тази статия: Половин мостов драйвер на Mosfet IC IRS2153 (1) D - Разпечатки, обяснения за приложението

Изходите от тези интегрални схеми са изключително балансирани благодарение на високо усъвършенстваното вътрешно зареждане и обработка на мъртвото време, които осигуряват перфектна и безопасна работа на свързаните устройства.

В обсъжданата SMPS верига за стабилизатор на напрежение в мрежата, лявата странична степенка се използва за генериране на около 400V от 310V вход, получен чрез коригиране на мрежовия 220V вход.

За 120V вход, степенът може да бъде настроен за генериране на около 200V през показания индуктор.

Индукторът може да се навие върху всеки стандартен EE сердечник / калерче, използвайки 3 успоредни (бифиларни) нишки от 0,3 мм супер емайлирана медна жица и приблизително 400 завъртания.

Избиране на честотата

Честотата трябва да бъде зададена чрез правилен избор на стойностите на Rt / Ct, така че да се постигне висока честота от около 70kHz за левия усилващ каскаден преобразувател, през показания индуктор.

IC от дясната страна на драйвера е разположен да работи с горните 400V DC от усилващия преобразувател след подходящо коригиране и филтриране, както може да се види на диаграмата.

Тук стойностите на Rt и Ct са избрани за придобиване на приблизително 50 Hz или 60 Hz (според спецификациите на страната) през свързаните изходни MOSFET изходи

Изходът от дясната страна на драйвера може да достигне 550V и това трябва да бъде регулирано до желаните безопасни нива, около 220V или 120V

За това е включена проста конфигурация на усилвател за грешка на opamp, както е показано на следващата диаграма.

Верига за корекция на напрежението

Както е показано на горната диаграма, етапът за корекция на напрежението използва прост компаратор за усилвател за откриване на състоянието на свръхнапрежение.

Веригата трябва да се настрои само веднъж, за да се радва на постоянно стабилизирано напрежение на зададеното ниво, независимо от колебанията на входа или претоварването, но те не могат да бъдат надвишавани над определената допустима граница на проекта.

Както е илюстрирано, захранването към усилвателя за грешка се получава от изхода след подходящо коригиране на променливотока в чист ниско токов стабилизиран 12V DC за веригата.

пин # 2 е определен като вход на сензора за IC, докато неинвертиращият щифт # 3 е посочен към фиксирана 4.7V чрез затягаща ценерови диодна мрежа.

Сензорният вход се извлича от нестабилизирана точка във веригата и изходът на интегралната схема е свързан с щифта Ct на IC от дясната страна на драйвера.

Този щифт функционира като изключен щифт за интегралната схема и веднага щом изпита ниско под 1/6 от своя Vcc, той незабавно затваря изходните захранвания към MOSFET-и, като изключва производството до неподвижно състояние.

Предварителната настройка, свързана с пин # 2 на операционния усилвател, е подходящо настроена така, че изходната захранваща мрежа да се установи на 220V от наличните 450V или 500V изход или на 120V от 250V изход.

Докато щифт # 2 изпитва по-високо напрежение по отношение на щифт # 3, той продължава да поддържа ниската си мощност, което от своя страна командва IC на драйвера да се изключи, но 'изключването' незабавно коригира входа на opamp, принуждавайки го за да изтегли изходния си нисък сигнал и цикълът продължава да коригира изхода до точните нива, определени от предварително зададената настройка на пин # 2.

Схемата на усилвателя за грешки продължава да стабилизира този изход и тъй като веригата има предимството на значителен 100% марж между воланта на входния източник и регулираните стойности на напрежението, дори при условия на изключително ниско напрежение изходите успяват да осигурят фиксираното стабилизирано напрежение към товара независимо от напрежението, същото става вярно в случай, когато към изхода е свързан несравним товар или претоварване.

Подобряване на горния дизайн:

Внимателното разследване показва, че горният дизайн може да бъде значително модифициран и подобрен, за да се повиши неговата ефективност и качество на продукцията:

1. Индукторът всъщност не е необходим и може да бъде отстранен
2. Изходът трябва да бъде надграден до пълна мостова верига, така че мощността да е оптимална за товара
3. Изходът трябва да бъде чиста синусоида, а не модифицирана, както може да се очаква в горния дизайн

Всички тези функции са разгледани и се грижат за тях в следната модернизирана версия на стабилизаторната верига:

Операция на веригата

1. IC1 работи като нормална нестабилна мултивибраторна осцилаторна верига, чиято честота може да се регулира чрез промяна на стойността на R1 по подходящ начин. Това решава броя на 'стълбовете' или 'нарязването' за изхода на SPWM.
2. Честотата от IC 1 на неговия пин # 3 се подава към пин # 2 на IC2, който е свързан като PWM генератор.
3. Тази честота се преобразува в триъгълни вълни на пин # 6 на IC2, което се сравнява с пробно напрежение на пин # 5 на IC2
4. Пин № 5 на IC2 се прилага с пробна синусоида при честота 100 Hz, получена от мостовия токоизправител, след подходящо намаляване на мрежата до 12V.
5. Тези проби на синусоида се сравняват с триъгълните вълни на пин # 7 на IC2, което води до пропорционално умножен SPWM в пин # 3 на IC2.
6. Сега широчината на импулса на този SPWM зависи от амплитудата на пробните синусоиди от мостовия токоизправител. С други думи, когато променливотоковото мрежово напрежение е по-високо, се получават по-широки SPWM, а когато променливотоковото мрежово напрежение е по-ниско, то намалява ширината на SPWM и го прави пропорционално по-тясно.
7. Горният SPWM е обърнат от транзистор BC547 и е приложен към портите на ниските странични MOSFET-и на пълна мрежа на мостови драйвери.
8. Това означава, че когато нивото на променливотоковото захранване спадне, реакцията на портите на MOSFET ще бъде под формата на пропорционално по-широки SPWM, а когато AC мрежовото напрежение се увеличи, портите ще получат пропорционално влошаващ се SPWM.
9. Горното приложение ще доведе до пропорционално увеличаване на напрежението на товара, свързан между мрежата на H-моста, когато входящата AC мрежа падне, и обратно, натоварването ще премине през пропорционално спадане на напрежението, ако AC има тенденция да се издигне над нивото на опасност.

Как да настроите веригата

Определете приблизителната централна точка на преход, където реакцията на SPWM може да е точно идентична с нивото на променливотоково напрежение в мрежата.

Да предположим, че сте го избрали да бъде при 220V, след това настройте предварително зададената 1K така, че натоварването, свързано с H-моста, да приема приблизително 220V.

Това е всичко, настройката е завършена сега, а за останалото ще се погрижим автоматично.

Като алтернатива можете да фиксирате горната настройка към нивото на прага на долното напрежение по същия начин.

Да предположим, че долният праг е 170V, в този случай подайте 170V към веригата и коригирайте предварително зададената 1K, докато намерите приблизително 210V в товара или между рамената на H-моста.

Тези стъпки завършват процедурата за настройка, а останалите автоматично ще се коригират според промените на входното ниво на променлив ток.

Важно : Моля, свържете кондензатор с висока стойност от порядъка на 500uF / 400V през AC ректифицирана линия, подадена към H-мостовата мрежа, така че коригираният DC да може да достигне до 310V DC през H-мостовите шини.